快速响应的交交型动态电压恢复器

王 洁 汤 雨 武 伟 李林林

（南京航空航天大学江苏省新能源发电与电能变换重点实验室 南京 210016）

1 引言

现代科技的发展对于电能质量的要求不断提高，精密仪器、航天、半导体制造业、医疗和商业通信等行业对电能的质量更是十分敏感，瞬态的电压跌落或骤升都会造成巨大的损失。尤其电压暂降问题被认为是最严重的电能质量问题[1-3]。日本关西电力公司有统计表明，大多数电力系统扰动为跌幅20%以内，持续时间100ms 以内的电压暂降故障[4]。由此，针对电网电压跌落或骤升进行补偿的动态电压恢复器（DVR）作为一种经济、高效的电能补偿方案得到了广泛的关注及大力地发展。目前针对DVR的主电路结构方面的研究主要集中于含有直流储能单元的逆变器式结构[5-7]，其主体结构中存在一个较大的直流储能环节，无论是采用大电容、蓄电池，还是飞轮超导等新型的储能方式，都存在体积大、成本高、不易模块化等缺点，并且整流桥大多采用不控整流，能量只能单向传输，大大限制了其发展应用。

近几年来，随着AC-AC 变换技术的不断发展，越来越多的研究将交交变换技术应用于动态电压恢复器。文献[8,9]对交交变换型DVR 做了多方面的研究，但文中的交交变换主电路拓扑结构都存在换流问题，需要应用比较复杂的换流控制方法，无疑提高了难度，降低了可靠性。文献[10,11]中采用虚拟整流逆变的电路拓扑实现了交交变换，无需换流控制，电路拓扑简洁。除了针对主电路拓扑的研究，文献[1,11,12]对DVR 的系统结构也做了讨论研究，分析了隔离变压器位置，输出滤波器形式等因素对系统特性的影响。本文选用虚拟整流逆变的主电路拓扑，并对系统结构进行了综合优选。控制方法上，目前大部分交交变换都采用PI 控制[13,14]。而PI 控制为了获得比较快速的动态响应，系统带宽需要设计得比较宽，不易实现，结果是其动态响应受到了很大的影响，这与DVR 对于动态响应的快速性要求相悖。文献[15]将单周期控制应用于交流斩波电路，验证了单周期控制应用于交交型变换的可行性。文献[16]对于单周期控制应用于动态电压恢复器进行了研究，但文中的动态电压恢复器主电路结构为传统的逆变器式。单周期控制下的交交型动态电压恢复器的研究目前尚属空白，本文将具有良好动态响应的单周期控制应用于交交型动态电压恢复器，研究分析了其可行性及性能特性。

2 虚拟整流逆变拓扑与工作原理

2.1 虚拟整流逆变主电路拓扑

本文中采用的是虚拟整流+虚拟逆变形式的交交变换拓扑，如图1 所示，S1～S8为功率开关管，vs为电网电压，T 为隔离变压器，定义逆变桥输出侧为变压器一次侧，串联入电网与负载之间侧为二次侧，其一次、二次侧匝比为n∶1。Ls为隔离变压器二次侧等效漏感，Co为输出滤波电容，ZL为负载。虚拟整流就是将工频正弦波整流成半波的形式，而不需大的电解容将其滤波成标准直流电。后经过矩形 PWM 逆变再滤波输出所需补偿电压，开关管S1～S4为虚拟整流桥，S5～S8为虚拟逆变部分。

图1 虚拟整流逆变DVR 系统结构图Fig.1 DVR’s topology with virtual rectifier and inverter

变换器输入侧采样网侧电压，有助于提高系统动态响应。变压器二次电流等于负载电流，一次电流为二次的1/n，开关管的电流应力即为负载电流的 1/n，有效减小了开关管电流应力；变压器的漏感Ls以及线路中的寄生电感作为输出滤波电感，漏感的有效利用减少了电路中一个磁性元件，体积重量都大为减小。此外，若变压器接在变换器输入侧，虽然可使得开关管的电压应力减为现在的1/n，但电流应力增大到负载电流。变压器漏感不仅不能被有效利用还会带来更为严重的问题，在逆变桥死区时间内，变压器漏感上的电流不能通过后面逆变桥形成通路，此时需要一个较大的交流电容C去吸收漏感上的能量，如图2 所示。故本文中选用变压器后接的电路结构，滤波电容Co与负载并联，可以在一定程度上限制负载突变的影响。

图2 变压器前置逆变桥死区时漏感电流路径Fig.2 Current path of leakage inductance

2.2 工作原理

电网电压正半周时，整流桥S1、S4导通；电网电压负半周时，S2、S3导通。本文中采用这种可控整流的方式可以实现能量的双向传递，同时又无需复杂的控制逻辑。逆变桥工作在单脉波脉冲宽度调制（PWM）状态，现以电网电压上升时的工作模态为例说明主电路工作原理，如图3 所示。

传统的PWM 逆变电路的输入为一直流电压，桥臂开关驱动为不等宽的PWM 波，输出不等宽的脉冲矩形波，桥臂的切换实现输出电压极性的反转，滤波后输出需要的正弦波。而本文中逆变桥输入为正弦半波vin，PWM 脉宽等宽，半波被斩成相同宽度，不同高度的很多小份，桥臂的切换同样实现输出电压极性的反转。图3 中，vs为电网电压，vin为整流桥输出正弦半波，vg1～vg8分别对应S1～S8管的驱动电压波形。逆变桥四个开关管半个工频周期高频工作，另半个工频周期恒导通或恒关断，S5与S7、S6与S8互补工作。电网电压升时，输出电压vb与电网电压同相；电网电压降时，输出电压vb与电网电压反相，整流桥驱动不变，逆变桥驱动逻辑只需将图3 中S5与S6、S7与S8对调即可。

图3 主电路PWM 调制原理Fig.3 Main circuit PWM modulation mode

3 控制策略实现

对比PI 控制，单周期控制结构简单、易于实现，应用PI 控制策略时，要先建立系统动态模型，为了更快的动态响应，需要比较宽的带宽，为了更好的抗扰动性，需要比较大的相位裕度，实现起来较为困难。而单周期控制作为一种非线性控制策略，动态响应快，跟踪性能好，基本思想是通过对脉宽的调制来控制开关量在一个开关周期内的平均值等于参考值。

基于单周期控制的交交型DVR 控制框图如图4所示，控制部分主要包括正弦基准发生电路，采样调理电路，单周期控制电路以及逻辑电路。正弦基准发生电路需要产生一个与电网电压同频同相，幅值稳定的工频基准。采样调理电路需要将电网电压采样，并判断正负极性产生V+/V-信号驱动整流桥开关管。同时，电网采样信号与正弦基准比较产生电压升/降的UP/DOWN 信号。正弦基准与电网采样信号相减并取绝对值可得到单周期控制电路中的积分参考信号。逆变桥输出一点与控制电路共地，另一点电压经采样，取绝对值，再取反后送入积分电路积分。单周期控制电路主要包含一个RC 积分器、SR 边沿触发器、积分复位开关。积分电压与参考电压相等时，SR 触发器触发，Q信号跳低，P信号跳高，积分复位开关闭合。Q信号，P信号，V+/V-信号，UP/DOWN 信号经过逻辑电路后产生逆变桥开关管的驱动信号。

图4 交交变换DVR 单周期控制原理图Fig.4 AC-AC DVR schematic with one-cycle control

由于工作开关频率远大于工频，故在各开关周期内可认为各变量恒定。设隔离变压器二次侧输出电压为vb，其参考值Vref等于理想输入电压值Vs,ref与实际电网输入电压Vs(t) 的差值，输出滤波器之前一点电压为vd。

然而由于实际电路中存在采样比例，设电网基准比例为k1，输入电压采样比例为k2，实际积分电路积分参考值Vref2应为

为了控制的实现方便，一般取k1=k2=k。

图4 中vin2为积分电路输入信号，设逆变桥输出电压采样比为k3。由于逆变桥输出采样后取绝对值又取反，故有积分电路输出电压为vj

当vj与Vref2相等时，积分器复位，逆变桥进入续流状态，此时有

式中，Vb,avg为变压器二次电压在一个开关周期中的平均值，根据单周期控制原理，等于其参考值在对应开关周期中的瞬时值。

联立上述式（4）和式（5），可得

4 参数设计

4.1 变压器匝比设计

由于本文中采用的是从电网侧取电的电路结构，因此变换器最大占空比工作在电压跌落到最小值时，设电压跌落深度为Δv，最大跌落深度为ΔV。

补偿电压参考

根据变换器最大工作占空比以及跌落深度可以求出隔离变压器的合适匝比。

4.2 滤波电感设计

滤波电感的设计主要根据所要求的电流纹波Δi，一般电流纹波范围取额定电流的20%。Lo为输出滤波电感值，vL为滤波电感上电压。

根据式（13）可推得电流纹波最大值出现在(vs-vo)(1-D)取得最大值时，即取得最大值时，即电网电压升到最大值时，此时可求得满足条件的最小滤波电感值。本系统中滤波电感利用的是变压器漏感，若实际变压器漏感大小不能满足电流纹波的要求，可以再在变压器二次侧串联一个滤波电感。

4.3 滤波电容设计

输出滤波电容主要考虑到输出电压纹波的要求，动态电压恢复器要求输出电压有较好的稳态精度，故一般取电压纹波范围为额定电压的1%。Δu为设定的电压纹波幅值，ΔQ为电容上充放电荷，Co为输出滤波电容值。根据滤波电容上充放电的等量关系，可推出所需电容值:

这里的滤波电容需要选取耐压高、无极性的交流电容。

5 实验验证

本文研制了一台实验样机，具体参数如下:

（1）额定功率:1kW；

（2）输入电压:220(1±20%)V（50Hz）；

（3）输出电压:220V；

（4）开关频率:12.5kHz。

输入电压的范围是针对前文中提到的大多数电压跌落范围设定的。开关频率的选取是由6.4M 的晶振分频得到，实际选用了电压比2∶1 的工频变压器，实测二次侧漏感523μH，输出滤波电容取20μF。实验对于单周期控制下的交交型DVR 进行了验证。

图5 与图6 给出了稳态电压跌落与上升的实验波形。图5 中输入电压跌落到额定电压的80%时，经过DVR 的补偿，输出电压有效值稳定在220V；图6 中输入电压上升20%，输出依然稳定在220V。实验波形可看出单周期控制下的交交型DVR 具有较好的稳态精度。

图5 输入电压跌落20%时的实验结果Fig.5 Experimental results when input voltage falls 20%

图6 输入电压上升20%的实验结果Fig.6 Experimental results when input voltage rises 20%

图7a 为电压突降的输入输出波形，图7b 为其局部放大图。输入电压瞬间跌落20%，输出电压在突降点并没有发生畸变，单周期控制下的交交型DVR 有着非常快的动态响应。

图7 输入电压突降20%的实验结果Fig.7 Experimental results when input voltage instantly drops 20%

图8a 为输入电压骤升的输入输出电压波形，图8b 为其局部放大图。输入电压峰值附近瞬间上升20%，输出电压依然非常稳定，同样验证了单周期控制卓越的动态响应，在一个开关周期中即可跟踪上参考。

图8 输入电压骤升20%的实验结果Fig.8 Experimental results when input voltage instantly rises 20%

6 结论

本文选用虚拟整流逆变拓扑，采用单周期控制对交交型DVR 进行了研究，理论分析与实验都验证了该变换器的可行性，并且暂态实验波形体现出该系统卓越的动态响应特性，输入电压突变时，输出电压可以立即跟踪参考电压。实验结果证明该变换器可替代传统DVR 进行动态电压补偿，体积重量减小明显，具有成本优势，并且单周期控制在交交型DVR 的应用中也具有非常好的动态响应特性，具有良好的应用前景。

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