一种用于移动通信四频合路器

张长弓，陈昌明，谭忠辉

（成都信息工程大学通信工程学院，成都610225）

一种用于移动通信四频合路器

张长弓，陈昌明*，谭忠辉

（成都信息工程大学通信工程学院，成都610225）

为缩小合路器尺寸，提出一种基于公共腔体的合路器的设计方法。采用广义切比雪夫函数求解出支路滤波器的耦合系数，使用AWR电路仿真软件对合路器电路模型进行优化，提取出合路器的耦合矩阵。最后运用电磁仿真软件HFSS提取出物理尺寸，加工出一款基站用四频合路器。实测结果表明，该器件在通带820～880 MHz的损耗小于1.6 dB，带外抑制大于40 dB@890 MHz，与仿真结果吻合较好，具有很大的实用价值。

合路器；公共腔；电路模型；耦合矩阵

合路器将多频段系统信号合路到一套室内分布系统中，减少重复建设的资源浪费和切换天线的麻烦。相比于微带结构，腔体合路器具备带内插损低、带外抑制高、功率容量大等优点被广泛应用于广播、雷达和卫星通信等系统中［1-2］。Macchiarella［3-4］提出三工器的设计方法：利用滤波器的低通原型，通过迭代算法综合出各个支路的特征多项式和耦合矩阵。随着合路器通道的增加，迭代速度和准确度均会受到影响，反而增加了合路器设计时间。另外一种协同仿真方法［5］需要建立全腔模型，对于多路合路器，会增加仿真时间。为此，本文采用广义切比雪夫函数综合出各个通带滤波器的耦合系数［6］，得到满足单路的滤波器阶数和零点个数。然后确定共腔个数、建立共腔合路模型、综合出耦合矩阵。通过合路模型的建立和计算机软件的辅助可大大降低设计时间。同时采用新型空间耦合抽头，缩短调试时间、提高产品可靠性和一致性。

1 合路器的电路模型

合路器指标如表1所示。

表1 合路器设计指标

根据指标所示，在820 MHz～880 MHz和890 MHz～960 MHz两个频带之间间隔较窄，如何减少通带之间相互影响和提高带外抑制成为设计难点。因此，在通带820 MHz～880 MHz、890 MHz～960 MHz和通带1 920 MHz～2 130 MHz、2 320 MHz～2 370 MHz分别采用公共腔体相连接。这样不仅可以减小互调失真，也能降低调试难度。为提高带外抑制，各支路采用广义切比雪夫滤波器，在适当位置添加零点以使整个结构更加紧密。

通过滤波器设计软件CoupleFil得到各个支路的耦合系数、外部Q值等初始值。在满足指标的前提下，考虑到方腔排腔和体积的限制：通带820 MHz～880 MHz的滤波器阶数为7，2个磁耦合零点；通带890 MHz～960 MHz的滤波器阶数为8，1个电耦合零点；通带1 920 MHz～2 130 MHz的滤波器阶数为7，1个磁耦合零点；通带2 320 MHz～2 370 MHz的滤波器阶数为5。其中通带内零点的实现采用CT（Cascade Trisection）交叉耦合［7］的方式实现。合路器的拓扑结构如图1所示，其中P1为合路端口，P2、P3、P4、P5分别为通带1、通带2、通带3、通带4的端口。

图1 合路器拓扑结构图

在AWR软件中建立如图1合路模型。各谐振腔的谐振频率可通过式（1）、式（2）求得［8］：

表2 合路器的耦合系数

2 腔体和抽头的实现

单腔采用方腔同轴以方便整腔的布局排列。采用HFSS软件仿真出单腔大小和高度，当谐振柱半径和空气腔的半径比例为1∶3时，腔体的品质因数Q会达到最大。考虑到实际情况，比例设置为1∶2.5。

耦合窗口开口尺寸和双腔之间的距离决定耦合系数的大小。利用HFSS建立双腔模型，运用近似式（3），得出耦合系数K值［9］对应耦合窗口的实际尺寸。

式中，fp1和fp2分别表示相邻两腔的本征频率。结合各通道腔体的数目和零点的位置，腔体结构如图2所示。

图2 腔体排列图

抽头结构的电流密度是影响互调失真的主要因素［10-11］。传统抽头结构多采用直接接触式，在弯折处和连接焊点处形成大的电流密度［12］。文中采用一种棒式空间耦合结构。如图3所示，该抽头没有弯折且不与谐振柱直接接触，信号传输通过耦合棒与谐振柱耦合的方式实现。因而减少了因阻抗不连续、表面粗糙度、导体损耗等引起的交调失真。

图3 新型抽头结构

在抽头高度和耦合棒的直径确定之后，通过调节耦合棒深入谐振柱内部的长度来改变抽头时延。如图4所示，抽头群时延随耦合棒长度L的变化曲线。合路模型中通带1 920 MHz～2 130 MHz的抽头时延τ=2.6 ns对应耦合棒的长度L=11.4 mm，此时该端口达到理想匹配。

图4 抽头时延与耦合棒长度关系曲线

3 实测结果

根据尺寸加工出合路器的样品，如图5所示。合路器的尺寸为220 mm×128 mm。

图5 合路器实物图

在常温常压下，利用安捷伦公司N5244A矢量网络分析仪进行测试。最后得实测结果和仿真结果对比如图6所示。在图6（a）中，通带820 MHz～880 MHz和890 MHz～960 MHz的仿真回波损耗低于-20 dB，实测回波损耗低于-15 dB。通带820 MHz～880 MHz由于采用了两次交叉耦合，所以损耗随频率增加而增大，在880 MHz的频点损耗达到了1.6 dB。频带间带外抑制都大于40 dB。实测损耗和带外抑制与仿真结果一致。图6（b）中1 920 MHz～2 130 MHz和2 320 MHz～2 370 MHz的通带段仿真与实测结果吻合较好，损耗小于0.6 dB，回波损耗低于-18 dB，频带间带外抑制均大于60 dB。实测回波损耗曲线与理想的仿真曲线存在一定差距，但仍然满足指标要求。产生差距的原因首先是腔体内表面没有镀银，其次是加工误差引起调谐余量的减少。

图6 端口仿真和实测图

4 结论

文中提出一种设计合路器的方法，基于滤波器基本理论得出各个支路滤波器的参数，通过AWR软件进行优化综合，确定合路器的拓扑结构。然后通过HFSS仿真软件把理论值转化为实际的尺寸。并提出一种棒式空间耦合结构抽头，提高三阶互调性能。最后加工出一个合路器样品。实测该样品的插损、带外抑制与仿真结果吻合较好，回波损耗略差于仿真结果。证明该设计方法的可行性，并在设计和调试周期具有一定的优势

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张长弓（1989-），男，汉族，河南永城人，成都信息工程大学通信工程学院，硕士研究生，主要研究方向为微波射频电路与系统，zhangcgchn@163.com；

陈昌明（1971-），男，汉族，四川安县人，成都信息工程大学通信工程学院，教授，硕士生导师，主要研究方向为射频、微波毫米波电路与系统，ccming@cuit.edu.cn;

谭忠辉（1990-），男，汉族，四川达州人，成都信息工程大学通信工程学院，硕士研究生，主要研究方向为毫米波电路设计。

A Four-Channel Combiner for Mobile Communication System

ZHANG Changgong，CHEN Changming*，TAN Zhonghui
（College of Communication Engineering，ChengduUninversity of Information Technology，Chengdu 610225，China）

A design method of combiner based on common cavity is presented to reduce the size of combiner.First，coupling coefficient of each passband can be calculated by generalized Chebyshev function.Then circuit simulation software AWR is used to optimize the circuit model and extract the coupling matrix of the combiner.Finally，the physical dimensions are extracted with electromagnetic field simulation software HFSS and a combiner used for base station was made.The measured results show the IL is less than 1.6 dB in the passband of 820 MHz to 880 MHz and the out-of-band rejection level is larger than 40 dB at the frequency of 890 MHz.The measured results matches with the simulation well and the combiner has high practical value.

combiner；common cavity；circuit model；coupling matrix

TN454

A

1005-9490（2016）06-1313-04

1310

10.3969/j.issn.1005-9490.2016.06.007

2015-12-17 修改日期：2016-02-07