1 kW离网逆变器的设计及应用

李铁栓，闫 寒

（上海理工大学 光电信息与计算机工程学院，上海 200093）

1 工作原理分析

离网逆变器多数工作在新能源等户外环境，负载电压变化范围不大，要求输出可靠性高，体积小。在不稳定的直流输入电压（20～28 V）下仍要稳定地输出交流220 V电压，就必须升压至以上，综合考虑效率等因素设定为升压至直流400 V。

逆变器的主电路拓扑结构如图1所示。该结构分为三级：① DC/DC高频推挽电路，DC为直流；② DC/AC H全桥逆变电路，AC为交流；③ EMI（电磁干扰）滤波电路。

图1 主电路结构Fig. 1 Main circuit structure

主电路结构中：L为火线，N为零线，PE为地线；L1和L2为初级线圈，并且绕在相同的铁芯上，一次侧匝数定义为

N

；L3为次级线圈；L4、L5为共模抑制线圈；

N

为二次侧匝数；C0、C1、C2、C3、C4为差模滤波电容；L0为电感；T1为高频升压变压器；M1、M2、M3、M4、M5、M6均为开关管。T1隔离了输入和输出电路，之后是肖特基二极管组成的整流桥和L0及C0组成的滤波电路。该结构的优势是具有高电压转换比和低输入纹波电流。通过调整M1和M2的方波脉冲的占空比（

D

），在不同的输入直流电压

V

（20～28 V）下可以稳定地输出直流电压

V

（400 V）。计算公式为

式中，

T

为开关管的开通、关闭周期。由式（1）推导出

t

，即

由此得出占空比

D

，即

由式（3）可知，关键参数占空比由

V

、

V

、

N

和

N

决定。另外，需要对推挽变压器进行相应的设计，详见本文第二节。

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H全桥逆变电路采用DSC MC56F8023输出SPWM，再经过TLP250光耦驱动M3、M4、M5和M6四个功率开关管，实现直流到交流的转换。

EMI滤波器可以消除由于高频产生的共模干扰和差模干扰。

2 高频推挽变压器设计

高频推挽变压器是整体结构中最关键的元件，它将电源输入端与后级电路隔离，从而使器件的安全性、可靠性得到了保障。

推挽变压器采用磁芯几何常数法进行设计，其设计流程为：①选择磁芯材料。由于推挽变压器为主变压器，为了尽量缩小其体积，需选择高饱和磁通密度的铁氧体材料。②选择磁芯结构。考虑到既要降低漏磁和漏感，又要增加散热面积，本文中选择ETD49卧式结构。ETD49铁芯及骨架如图2所示。③设定磁芯和线圈参数。选定磁芯材料和结构后可根据文献［5]设定相应参数。初始参数如表1所示。④计算主副绕组圈数。⑤绕制和组装变压器。

图2 ETD49铁芯及骨架Fig. 2 ETD49 iron core and the architecture

根据表1中的参数计算一次侧匝数，即

由初始参数计算得出

N

=8匝。二次侧匝数

N

为

表1 初始参数
Tab. 1 Initial parameters

参数名称 数值输入电压Vi/ V 24输出电压Vo/V 400工作频率f/kHz 15工作磁通Bac/T 0.2波形系数Kf 4.44功率Pt/kW 1线电流密度J/（A·cm-2） 300电压调整率α/% 0.5窗口利用系数Ku 0.4磁芯横截面Ac/cm2 2.11

由初始参数计算得出

N

=134匝。再根据上述设计流程绕制并组装推挽变压器。

3 EMI滤波器设计

由于整流二极管和功率开关管中存在的突变电流和电压，导致开关变压器以传导或辐射的方式产生了EMI，表现为共模干扰（两输入线上存在的大小和方向相同的干扰信号）和差摸干扰（两输入线上存在的大小相同而方向相反的干扰信号）。共模干扰和差模干扰如图3所示。

图3 共模干扰和差模干扰Fig. 3 Common mode interference and differential mode interference

图1中，L4和L5具有相同的匝数但线圈绕向相反，因此流过线圈的电流产生相反的磁通，确保磁芯不饱和，并能保持电感不变。共模电感线圈对共模信号有很强的抑制作用，而对差模信号不起作用。

在允许的情况下，C1、C2电容的取值越大越好。由于其值很难准确估算，根据文献［6]，取0.1 μF。电容的耐压值必须经过雷击浪涌后取值，有残压，其瞬时值一般在1000 V·s时不损坏，按成本较低的Ⅱ级降额的原则选取，即降额到瞬时值的约0.3倍，所以电容耐压值取值为275 V。

电感材料一般为铁氧体，其频率范围要宽，既要保证最高频率在1 GHz，又要有较高的磁导率。共模扼流电感一般取值为1.5～5 mH，本文取为1.5 mH。

4 驱动电路和脉冲宽度调制控制

美国飞思卡尔公司的MC56F8023芯片具有可靠性高、抗干扰能力强、功耗低等优点，其更多应用在汽车和新能源等领域，适用于离网逆变器的应用场合。这是一款集成了数字信号处理器（DSP）和单片机（MCU）功能的16位数字信号控制器（DSC），包含一个6通道的脉冲宽度调制（PWM）模块，分别控制逆变器主电路中的M1～M6六个开关管。

实现数字脉冲宽度调制控制流程如图4所示。

图4 PWM波产生流程图Fig. 4 Flow chart of the pulse width modulation (PWM)

图4中，在时钟脉冲的作用下，循环计数器的16位输出逐次增大。寄存器控制16位数字调制信号不断将其与循环计数器的输出进行比较，当调制信号大于循环计数器的输出时，比较器输出高电平，否则输出低电平。循环计数器循环一个周期后，向寄存器发出一个使能信号，寄存器收到使能信号后控制下一组16位数字调制信号。在每个计数器计数周期，由于输入的调制信号的大小不同，比较器输出端输出的高电平个数不一样，因而产生占空比不同的脉冲宽度调制波。

5 实验结果

根据理论分析及计算，采用本文的主电路作为主功率拓扑和DSC控制方案，研制了1 kW的20～28 V直流输入和50 Hz 220 V交流输出的单相高频离网型逆变器，并进行性能测试。图5为推挽电路控制信号PWM1、PWM2，其中PWM1和PWM2的占空比相同，且最大占空比均小于

T

/2（

T

为PWM周期）。PWM2相位滞后于PWM1信号

T

/2，即180°。

图5 推挽电路控制信号Fig. 5 Control signals of push-pull circuit

图6为全桥逆变器控制信号PWM3、PWM4。另外，PWM5、PWM6的波形与图6类似，均为上、下互补；占空比在5%～95%之间可调；死区时间设置为4 μs，从而保证了模块工作的可靠性。由图6中可知，输出波形轻微失真，效率略有降低。

图6 全桥逆变器控制信号Fig. 6 Control signals of full-bridge inverter

图7为直流母线电压（400 V）。示波器上使用的是100倍率的高压探头。由于采用软启动，电压缓慢上升，从而提高了工作的可靠性。

图7 直流母线电压Fig. 7 DC bus voltage

图8 输出电压Fig. 8 Output voltage

图8为逆变器输出电压。示波器上使用的是100倍率的高压探头。从实验波形可以看出，单相高频离网逆变器具有较好的输出性能，符合50 Hz 220 V的标准正弦波电压，在由导通到截止转换时，会产生较小的振荡尖峰，但并不影响电路的正常工作。

实验结果表明，基于DSC的DC/DC/AC拓扑结构可以实现较大且稳定的功率输出，较一些低成本的集成控制芯片，在高频驱动和软启动等方面的性能优势增强，且更易升级和维护。

6 结论

单相离网逆变器作为能源与设备的桥梁，其性能的改善会影响人们的生活环境和生活质量。在综合考虑单相离网逆变器的应用场合后，采用DC/DC/AC三级主电路结构，重点阐述了推挽变压器和滤波器的原理和设计过程。采用飞思卡尔的DSC作为主控电路，描述了其控制流程。最后对逆变器样品进行了测试分析，实验结果表明，本文所设计的逆变器具有较好的性能。